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初来乍到

只看楼主倒序阅读 0 发表于: 2006-07-11

— 本帖被 sanyue 从动手一族和玩家 show 移动到本区(2010-01-10) —

Tube:Cascode 與 Grounded Grid

From Audio Wiki

降低 Miller 效應的基本技巧: 陰極隨耦輸入, 串疊放大 (Cascode) 與柵極接地 (Grounded Grid, GG).

Stephen E. Sun

1. 從高頻截止點公式談起.

在 "Miller 效應與共陰極放大器的頻寬" 裡, 我們知道了: 一個共陰極放大器的輸入電容 $C i n$ 與前一級的輸出阻抗 $Z s$ 構成了一個低通濾波器 (Low-Pass Filter, LPF), 高頻截止點是:

$f_{-3dB}={1\over2\pi\times Z_s\times C_{in}},$

$C i n = C g k + (1 + | G | ) C g p,$ Miller 電容 = $(1 + | G | ) C g p$ .

從這個式子, 我們看到有兩個量會改變高頻截止點: 1. 前一級的輸出阻抗, 2. Miller 電容. 如果希望高頻截止點變高, 就得想辦法把前一級的輸出阻抗降低, 或是把 Miller 電容變小.

如何降低前一級的輸出阻抗? 如何把 Miller 電容變小??

2. 陰極隨耦輸入.

降低前一級的輸出阻抗的辦法是加上一個隨耦器 (follower), 至於用那種元件, 悉聽尊便: 真空管或是 JFET.

Glass Audio 雜誌某一期有位大大說: Follower, 100% 回授, 失真低, 本身的 "個性" 不強烈. 再經過真空管放大器後, 輸出的諧波組成是真空管的諧波組成.

陰極隨耦器的公式:

輸入電容: $C i n = C g k$

電壓增益: ${\Delta e_k\over\Delta e_g}={\mu R_k\over r_p+(\mu+1)R_k}$

電流增益: ${\Delta i_p\over\Delta e_g}={\mu\over r_p+(\mu+1)R_k}$

輸出阻抗: $Z_k={r_pR_k\over r_p+(\mu+1)R_k}$

使用真空管陰極隨耦器時, 陰極電阻越大失真越小:

3. 柵極接地 (Grounded-Grid, GG).

如何減低 Miller 電容? 先來回想一下 Miller 效應的成因: 輸出屏極到輸入柵極有個高頻回授路徑, 而且輸出訊號經過放大後擺動得非常厲害. 使得 $C g p$ 的容量大增! 所以, 減低 Miller 電容的辦法是想辦法把 "擺動的點擺平!". 也就是把 $C g p$ 兩端的電位差變小!

柵極接地, 輸入訊號由陰極進入:

輸入電容是 $C g k$ , 加上柵極電位固定, 沒有擺動的餘地. 所以 Miller 效應就消失了!

接下來的是 GG 放大器的一些公式:

輸入電容: $C i n = C g k$

電壓增益: ${\Delta e_p\over\Delta e_k}={(\mu+1)R_p\over R_p+r_p}$

電流增益: $-{\mu+1\over R_p+r_p}$

輸入阻抗: $R_p+r_p\over\mu+1$

輸出阻抗: $R_pr_p\over R_p+r_p$

因為這個 GG 放大器的輸入阻抗低, 需要低輸出阻抗的訊源驅動. 常見的是使用陰極隨耦器驅動:

使用恆流源代替陰極電阻可以加大 CMRR:

4. 串疊放大 (Cascode).

說到串疊放大, 串疊放大是下面那本書 2 的主編 Wallman 先生發明的. 請大家: "起立, 敬禮, 坐下".

串疊放大用個 NPN BJT 串疊放大來看比較容易理解: 上下兩管用兩個 NPN 電晶體代替. 上方 BJT 的 base 電壓固定, base 到 emitter 的壓降是 0.6V, 所以上方 BJT 的 emitter 電壓被釘死! 但是, 上方 BJT 的 emitter 電壓就是下方 BJT 的 collector 電壓. 原來擺得很厲害的地方變得不擺了. 所以 Miller 效應就被擺平了.

真空管串疊放大的情況: 我們要來計算下管的 Miller 電容, 所以要計算下管柵極到下管屏極的增益...

首先: 看一下共陰極的情況,

電壓增益是: $-{\mu\over1+{r_p\over R_p}}$

串疊是本節開始的電路, 輸入管與 Rp 之間多了一個三極管. 是一個三極管直接驅動一個共柵極放大器. 下管的負載是上面的共柵極放大器的輸入阻抗. (上一節裡有共柵極放大器輸入阻抗的公式.)

串疊放大的下管是個共陰極放大, 屏極負載 = $R_p+r_p\over\mu+1$ . 代入共陰極放大電壓增益公式: $G=-{\mu\over1+{(\mu+1)r_p\over R_p+r_p}}$ .

和共陰極放大的增益比較一下, 可以看到:

1. 共陰極放大屏極負載 = Rp, 串疊放大下管的負載 = $R_p+r_p\over\mu+1$ . $r p$ 是上管的屏內阻, $μ$ 是上管的放大率.

2. 串疊放大下管的電壓增益分母的第二項比共陰極放大的增益大了很多! 所以下管從柵極到下管屏極的電壓增益降低! Miller 電容也降低!

串疊放大器的輸入電容 = $C_{gk}+(1+{\mu\over1+{(\mu+1)r_p\over R_p+r_p}})C_{gp}$ .

例 1. 12AT7A 的 data sheet:

使用最下方的設定: $μ = 60$ , $r p = 15 K$ . 假設 $R p = 30 K$ . 如果是共陰極放大,

$C_{in}=2.2pf+(1+{60\over1+15K/30K})\times 1.5pf=63.7pf$ .

例 2. 12AT7A 使用同樣的設定, 架成串疊:

$C_{in}=2.2pf+(1+{60\over1+(61\times15K)/(15K+30K)})\times 1.5pf=7.9pf!$

比共陰極放大減少了 8 倍!

上面兩個例子我們可以看到: 串疊放大的輸入電容明顯的比共陰極放大的輸入電容低! 所以串疊放大是另一個可以用來增加頻寬的辦法. 不過串疊放大的輸出阻抗比共陰極放大的輸出阻抗高, 大多需要經過阻抗轉換的過程.

接下來的是串疊放大器的一些公式:

電壓增益: ${\Delta e_p\over\Delta e_g}={-\mu(\mu+1)R_p\over R_p+(\mu+2)r_p}$

電流增益: ${\Delta i_p\over\Delta e_g}={\mu(\mu+1)\over R_p+(\mu+2)r_p}$

輸出阻抗: $R p / / (μ + 2) r p$

最後, Wallman 先生發明的 Cascode 還有另一種用法:

5. 結論.

這篇文章只是要用來説明如何使用電路的技巧來擺脫 Miller 效應. 以後再來仔細分析各個電路. 其實在 RF 裡, 還有一堆技巧可以用...

參考資料:

1. Gray, Hurst, Lewis, Meyer: Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, 4th edition, John Wiley, 2001.

2. Valley, Wallman: Vacuum Tube Amplifiers, McGraw-Hill, 1948.

爱乐永恒

andy999

初来乍到

只看该作者 1 发表于: 2006-07-11

这个有价值

风风雨雨原是甘露，点点滴滴岂放心头

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