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初来乍到

只看楼主倒序阅读 0 发表于: 2006-07-10

— 本帖被 sanyue 从动手一族和玩家 show 移动到本区(2010-01-10) —

NON-NFB 6BQ5改造計畫：6H30強力驅動

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內容列表 zhuantie:

1 前言

2 決定各級工作點

2.1 第一級共陰放大級的電路設定
 2.2 第二級P-K分相級的電路設定
 2.3 電源電路的電路設定
 2.4 燈絲電路修改
 2.5 零件變動整理列表

3 電路分析

3.1 共陰放大級的放大率
 3.2 共陰放大級的輸出阻抗
 3.3 共陰放大級的高頻截止點
 3.4 P-K分相級的工作點說明
 3.5 整體工作點的回顧

4 結論

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前言

自從DZ NON-NFB 6BQ5出貨後陸陸續續組了不少台6BQ5，不過人會心癢，手癢，

組多了一樣的機器會無聊，原本想的很簡單，就換個管子，調整一下阻值就好了嘛，

沒想到開始紙上作業之後雄雄發現有好多事情要考量，所以就冒出這一篇很長很長的

文章了，還請大家耐心看完。

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決定各級工作點

首先決定工作點：

第一級: Vpk1:60v Vgk1:-3v Ia1 = 4.5mA

第二級:Vpk2:70V Vgk2:-3.5V Ia2 = 11mA

這個設定要先記起來，設定的原因會放在後頭的電路分析裡解釋

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第一級共陰放大級的電路設定

右圖為第一級共陰放大級的電路圖，先來算一下陰極電阻的阻值。

經由V=IR的原理：

$Rk_1 = Vk_1 / Ia_1 = 3V/4.5 mA \cong 650 Ohm$ ，可用4.5mA的恆流源代替

而經由第一級的工作點，我們可以得知第一級的屏極電壓是為Vp1，算式如下：

$V p 1 = (V p k 1 - V g k 1) = 60 + 3 = 63 V$

同時間此電壓會直接交連到第二級的柵極，也就是Vp1會等於Vg2，所以我們可以得知：

$V g 2 = V p 1 = 63 V$

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第二級P-K分相級的電路設定

此時，我們就可以先來求一下第二級的屏陰兩極的電阻

首先設Rk2=Rp2, 先求Rk2，Rk2是第二級P-K分相器的陰極電阻，因為第二級的偏壓設定是-3.5V，所以跨在Rk2上的電壓Vk2是：

$V k 2 = V p 1 - V g k 2 = 63 + 3.5 = 66.5 V$

所以Rk2的阻值是：

$Rk_2 = Vk_2/Ia_2 = 66.5V/11mA \cong 6K$

因為設定Rk2 = Rp2，所以Rp2也會是6K

得知了以上的參數後，我們可以開始求第一級的屏級負載電阻的值，此時我們先做一件事，

將C10這顆給第一級用的退交連旁路電容移除，理由我們之後會來詳細探討，

此時的電路圖變成

首先我們先計算第二級的B+，也就是C2電容正極的電壓會是多少，據上面的算式，我們可以

知道第二級的陰極電位Vg2是66.7V，再加上原本設定的Vpk，就是屏極電壓Vp2，算式如下：

$V p 2 = V g 2 + V p k 2 = 66.5 + 70 = 136.5 V$

而第二級的屏極負載電阻Rp2為6K，所以C2電容正極的電壓會是：

$V c 2 = V p 2 + (R p 2 x I a 2) = 136.5 + 6 x 11 = 202.5 V$

藉由得知Vc2的電位，我們可以求得第一級的屏極負載電阻的阻值是多少，還記得我們剛剛把C10

電容移除了吧？所以第一級的屏極負載電阻Rp1就是R3+R17的總組值，Rp1的算法如下：

$V c 2 - V p 1 = R p 1 x I a 1$

$Rp_1 = (Vc_2 - Vp_1) / Ia_1 = (202.5 - 63) / 4.5 \cong 31K$

所以(R3+R17) = 31K，此時我們先設定R3 = 9K，R17 = 22K

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電源電路的電路設定

還有什麼需要更動的嗎? 有的，別忘了改變工作點的同時整體電流也會跟著改變呢!

首先我們需要知道C1的正極電位Vc1為多少，根據基本的克希赫夫的電流定律

(Kirchhoff’s current law)：對任一節點，流入與流出的電流代數總和恆為零，

我們可以求得Vc1的電位約為319V，而流經R1的電流是多少呢？就是兩級靜態電流的總

合，也就是Ia1+Ia2，所以：

$V c 2 + (I a 1 + I a 2) x R 1 = V c 1$

$R 1 = (V c 1 - V c 2) / (I a 1 + I a 2)$

$R1 = (319 - 202.5) / (4.5+11) \cong 7.5K$

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燈絲電路修改

設定完了工作點後我們回頭來看最基本的燈絲電路，

由於這版的6BQ5供給12au7電是用6.3Vac併聯點燈的方法，

不適用於6H30，(6H30只有一組燈絲)，所以需要直接把6.3VAC

次級接到6H30的4,5腳上即可，6H30燈絲約吃0.9A的電流，原本

的T180可以勝任有餘。

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零件變動整理列表

至此我們設定就告一段落了，我們整理一下變動的阻值吧：

R1 = 7.5K/2W

R3 = 9K

R4 = 6K

R5 = 6K

R14 = 650ohm 或著是4.5mA的恒流源

R17 = 22K/1W

為了採買方便，以下是實際使用的電阻值：

R1 = 7.5K/2W

R3 = 8.2K

R4 = 5.9K

R5 = 5.9K

R14 = 2.2~2.5mA CRD x 2

R17 = 22K/1W

以上頭的設定畫出的各點模擬圖如下：

實際測量後的電路圖如下：

有沒有發現和原本設定的電壓電流皆很相近呢？

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電路分析

在講解工作點設定的原由之前，先來扯一些數學，其實只要耐下心去計算，就會發覺其實很簡單，

而這些數學卻可以幫助我們掌控更細膩的電路規劃，平心而論，若沒有仔細評估好各項參數設定，

看似沒問題的電路往往會因此而產生許多毛病呢。

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共陰放大級的放大率

再來回顧一下上圖，上圖顯示了一個典型的共陰放大電路(Common Cathode)，其放大倍率主

要取決於本身的 $μ$ 值，也就是放大率，另外還取決於管子本身的內阻，以及屏/陰級負載電阻

放大率的公式如下：

$Gain={\mu R_p\over R_p+r_p+(\mu+1)R_k}$

Rp為屏極負載電阻， $μ$ 為放大率，rp為管子本身的內阻，Rk為陰極電阻

以目前的設定來看，第一級的工作點為Vpk = 60v Vgk = -3v Ia = 4.5mA

依此工作點可算出屏內阻和放大率，列表如下：

Rp = 31K Rk = 650 ohm rp = 1.6k $μ$ (放大率) = 15.4

代入公式可得知實際放大倍率為11倍，在此電路裡非常足夠。

再回頭看一下公式，讓我們換另一種角度來看這個公式：

$G a i n$	$={\mu R_p\over R_p+r_p+(\mu+1)R_k}$	(1)
	$= \mu({ R_p\over R_p+r_p+(\mu+1)R_k})$	(2)
	$={\mu \over {R_p+r_p+(\mu+1)R_k \over R_p} }$	(3)
	$={\mu \over 1+{r_p \over R_p} + {(\mu+1)R_k \over R_p} }$	(4)

看到最後一行不知大家有沒有一點感覺，Rk, Rp是固定常數，不會變動，

而 $μ$ 值的變動範圍也很小，可視為常數，唯一會隨偏壓大幅度變動

的就是屏內阻rp，所以當Rp的值越大，相對來看(rp/Rp的變動就會越小，這也就是

為什麼常常有人說屏級負載大一些比較好的原因了，這樣用公式來看，是否比較能夠體會呢？

但事情沒有絕對，屏級負載阻抗是不是越高越好呢?這就不儘然如此了，讓我們來看下一個

式子：

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共陰放大級的輸出阻抗

在共陰放大器裡的輸出阻抗有必要知道一下，當瞭解共陰放大的輸出阻抗有多高時，就可以明瞭

為什麼許多號稱完全無負迴授加只有一級共陰放大的管機的神奇毛病特別多，像是對不同的交連電

以及與不同的線材...等很敏感(嗯？有人說這才是特色！？)，基本上，共陰放大器的輸出阻抗可以

視為屏級負載與真空管內阻併聯之後的阻抗：

$Z_o = R_p \| r_p$

但這時若陰級電阻是un-bypass的，簡單來說就是沒有加倂一顆陰極旁路電容的狀況時，我們必需

同時把陰極電阻視為整體內阻的一部份，公式就變成如下：

$Z_o = R_p \| {(r_p + (\mu+1)R_k)}$

讓我們轉換一下公式以便看出個所以然來：

$Z o$	$= R_p \\| {(r_p + (\mu+1)R_k)}$	(1)
	$= {R_p[r_p + (\mu+1)R_k] \over {R_p + r_p + (\mu + 1)R_k} }$	(2)
	$= {1 \over {{1 \over R_p} + {1 \over {r_p + (\mu + 1)R_k}}} }$	(3)

看到最後第三個推導出來的公式後，有沒有一點感覺了呢？有沒有發現，當 $R p$ 和 $R k$ 越大

的時後，整體輸出阻抗會越大？而且即使以6H30這種屏內阻非常低的真空管，計算出來的也

會高達數K歐姆更別提放大率、內阻都很高的真空管了，類如有名的12AX7、12AT7...等真空管

那，是否屏級、陰極電阻都要越低越好呢？這個問題很難回答，只能說要試情況而定，我們可

以再來探討另一個問題，在不同的工作點以及不同的頻率下，真空管的內阻 $r p$ 是會不斷變動的，

同時放大率 $μ$ 也會小量的變動，從這個觀點來看，當 $R p$ 越高，整體輸出阻抗的變化量越

小，同時 $R k$ 越高，在某個範圍內的輸出阻抗變化量也會變小，要如何設定，端看使用的場合，

接下來我們有必要看一下和輸出阻抗息息相關的，輸出的高頻響應到多少？

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共陰放大級的高頻截止點

$f_{-3dB}={1\over 2\pi R_o(C_{gk}+C_{gp}(1+G))}$

這是共陰放大輸出時的-3dB高頻截止點，其中：

$f - 3 d B$ 為輸出時的-3dB高頻截止點，單位為Mhz

$R o$ 為本級的輸出阻抗，單位為Mohm

$C g k$ 為下一級的輸入電容，即柵極到陰極的極間電容，單位為pF

$C g p$ 為下一級柵極到屏極之間的電容量，單位為pF

$G$ 為下一級的放大倍率

由這個公式可知，本身的輸出阻抗會與下一級的輸入電容和柵陰級間電容形成一個低通濾波器(Low Pass Filter)，而讓我們整理一下公式，變成：

$C i n$	$= C g k + C g p (1 + G)$
$f - 3 d B$	$={1\over 2\pi R_o(C_{in}+C_{gp}(1+G))}$
	$=({159 \over 1000 R_o C_{in}})$

由這個式子可以看出來，當輸出阻抗 $R o$ 越高的時後，截止頻率點越低！

不過由於管子的極間電容量通長不會超過100pF，以100pF的值 $C i n$ 與8.7K 的 $Z o$ 來計算：

$f_{-3dB} = {159 \over {1000 \cdot 0.0087 \cdot 100}} \ge 182 {Khz}$

182Khz已經遠超過人耳所能聽見的頻率，所以事實上並不用太在意屏極負載的阻值

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P-K分相級的工作點說明

關於P-K分相級,或著又稱為Cathodyne Phase Splitter，在這邊並不多加敘述，留到之後的文章再寫

以上面那張圖為例，若我們要得到在無負載之下正反相電壓增益相等了話，有一個條件，

就是Rp2要等於Rk2，為什麼如此？請看下面的式子，

令Vp2為跨在Rp2的壓降，Vk2為跨在Rk2的壓降，Vs為傳到柵極的訊號

$V_{p2} = {{\mu V_s R_{p2}} \over {r_p + (1+\mu)R_{k2}+R_{p2} }}$

$V_{k2} = {{\mu V_s R_{k2}} \over {r_p + (1+\mu)R_{k2}+R_{p2} }}$

由以上的式子可以發現，當訊號開始變動的時後，造成屏流變動，同時跨在屏負載與陰極電阻的電位

也同時變動，若此時我們將Rp2設成與Rk2一樣的阻值，會變成：

$R p 2 = R k 2 = R$ (1)

$\Rightarrow V_{p2} = V_{k2} = {{\mu V_s R} \over {r_p + (2+\mu)R }}$

也就是說，當在無負載的狀況下，當Vp2 = Vk2時，兩邊的電壓增異是一樣的，不過由於兩邊的輸出阻抗不

一致，所以當傳送到下一級推挽功率級的時後，由於輸出阻抗的不一致，所以會導致正反相增益的差別，

請看下面兩張PSpice模擬圖：

上圖是1K負載下的以1Khz正絃波輸入後的正反相輸出波型,下圖是10k負載的，有沒有發現輸出阻抗不一致而產生的失真呢?

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整體工作點的回顧

讓我們來回顧一下整體工作點的設定，首先

第一級: Vpk1:60v Vgk1:-3v Ia1 = 4.5mA

第二級:Vpk2:70V Vgk2:-3.5V Ia2 = 11mA

為什麼這樣設定？而為什麼要把C10的退交連電容拿掉？首先先來看工作點設定的理由，

第一點我們必需考慮到高壓到多少？以原本的設定而言，在C2點的電壓差不多是300V，

但是若當我們換成6H30的時後，由於6H30是一隻高電流的管子，當屏級電壓到200V左右

的時後，要維持在線性放大區時，偏壓會高達-8~-10V，而偏流會高達10~30mA，我們並不

需要如此高的偏壓和電流，所以選擇較低的偏流讓屏級負載電阻可以大一點，以維持第一

級穩定的電壓增益，所以，設定第一級的工作點為Vpk1:60v Vgk1:-3v Ia1 = 4.5mA。

再來考慮第二級的分相電路，前文提到，分項電路的屏級與陰級電阻一致時正反相輸出可

以有較一致的增益，而同時間我們希望正反相的輸出阻抗維持在合理的範圍，必免過高的

輸出阻抗(同時意味著正反相輸出阻抗壓異大)與下一級的輸入阻抗形成太高的衰減(同時

意味著衰減程度差異大)，這時選擇了Vpk2:70V Vgk2:-3.5V Ia2 = 11mA 這樣的工作點，

屏極與陰極電阻使用6K，不會太大也不會太小，約是屏內阻的四倍左右，算是中間型的設定。

再來是，為什麼把C10的退交連電容取消掉呢？不是聽人家說最好都要加上退交連電容嗎？

這個問題很有趣，我取消掉C10這個電容的原因居然是為了要提高PSRR，也就是對電源雜訊

的抵抗能力，嗯？怪了，怎麼和別人說的都不一樣呢？且讓我們回頭看一下原來的電路。

驅動級的電路很單純，就是一個共陰放大直接交連到分相器，重點來了，這邊採用直接交連

的方法，也就是說，若今天C10的電容還在，那傳給第一級和第二級的電源雜訊就是長的不一

樣的..嗯..估且稱之為雜訊紋路(pattern)，而當我們把C10拿掉，兩級接收到的"紋路"就長的一樣了。

再來觀查一下電路，第一級電源經過屏級負載R3,R17會產生一個壓降後把分壓過的電源雜訊傳到第二級的

柵極，而同樣的，第二級的屏級負載R4也會產生一個壓降，然後得到分壓過後的電源雜訊，所以在第二

級的屏極到柵極之間相對的電源雜訊相對於原本的電源雜訊的比例就變成：

${{136.5 - 63} \over 202.5 } \cong 0.362$

由上式可知原本的電源雜訊在第二級的屏級輸出只剩原來的36.2%左右，而同樣的，第二級的陰極電阻也會

感染雜訊，不過由於陰極隨耦器本身有很高的迴授量，所以本身的PSRR很高，所以在陰極的正相輸出所感染

到的雜訊會是由第一級傳進柵級的雜訊，也就是說，當第二級的屏級輸出的反相波型和陰極輸的正相波型加

總後，雜訊會進一步被抵銷掉(正相雜訊加反相雜訊等於雜訊互減)，經過電腦模擬，最後的雜訊約只剩15~20%，

可以有效的提高本身的PSRR，這就是為何把C10電容取消掉的原因了，說出來後會發現，其實是很單純的事呢。

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結論

理論扯完了總是要實作來聽，在經過割燈絲銅箔，焊板子，裝箱後，終於有機器可以聽了，

試聽的過程中發現，與原本的設定比較起來是完全不同走向的聲音，細節很多，樂器的分

離度也變得很清楚，聲底與12au7比起來更為厚實，若說12au7版本的聲音是溫柔的，那

6H30版本的聲音就是較為渾厚的，而對於之前最在意的低頻控制力問題也有改善，或許再

加上一點迴授機制可以讓低頻的控制力更好，過幾天再來實驗看看。

改機是一種擁有致命吸引力的毒藥，從一開始換換猛料，到修改電路，進而慢慢摸索出自

己希冀的聲音，這種過程所帶來的爽快，大概只有瞄辣妹的樂趣才能比擬，如果大家有興

趣，可以參考這篇以自己喜歡的管子改看看，很好玩的呢，我們下一期再會！

爱乐永恒

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